顯示了一種高效率解決方案的框圖，其中的負載是需要穩定輸入電壓（3.3v、5v、12v等）的器件。48v主電源為正常工作的開關穩壓器2（sw2）供電，同時通過開關穩壓器1（sw1）為超級電容組充電，使其電壓達到25v。當主電源斷開時，超級電容組向sw2供電，以維持負載的連續運行。
選定超級電容後，系統工程師還必須選擇為超級電容充電的目標電壓，其根據是超級電容的定額曲線。大多數超級電容單元的額定電壓範圍為室溫下2.5v-3.3v，此額定值在更高溫度時下降，隨之帶來更長的預期壽命。通常，充電目標電壓設置值應低於最大額定電壓，以延長超級電容的工作壽命。
接下來需要選擇超級電容組的預期電壓和sw2拓撲。超級電容組配置可為並聯、串聯或者並聯的串聯電容串組合。因為單元電容電壓額定值通常低於3.3v，且負載常常需要相等或更高的供電電壓，所以針對電容單元配置和sw2的選項是，使用一個電容單元與一個升壓轉換器，或串聯的多個電容單元與一個降壓或降壓-升壓穩壓器。若使用升壓配置，我們必須確保在超級電容放電時，電壓不會下降至低於sw2的最小工作輸入電壓。該電壓下降可能多達超級電容充電電壓的一半之多，為此，我們舉一個由串聯超級電容組合和一個簡單降壓穩壓器（sw1）組成的超級電容組的例子。然後，如果能量要求需要的話，將並聯多個串聯電容串。
如果選擇超級電容的串聯組合，則必須根據電容串頂端的最大預期電壓來選擇所用電容單元的數目。更多的串聯電容意味著超級電容串的電容值更小而電壓更高。例如，假設選擇使用兩串由四個2.7v10f電容組成的電容串和由八個相同電容（串聯）組成的一個電容串。雖然兩種配置可存儲總電荷和能量是相同的，但電容串的可用電壓範圍使單個串聯串具有優勢。例如，如果有一個需要5v偏壓的負載，則sw2需要的電壓為6v左右（考慮到其最大占空比和其他壓差因素）。
●電容中的能量w=cv2/2，可用能量w=c/2（vcharge2-vdicharge2）。
●對於每串4個電容的兩個電容串，可用能量w=2*［（10f/4）/2*（（2.7v*4）2-6v2）］=201.6j
●對於包含8個電容（串聯）的單個電容串，可用能量w=1*［（10f/8）/2*（（2.7v*8）2-6v2）］=269.1j
因為兩個電容組可存儲相同的總能量，所以電壓較低的電容串的充電浪費/不可用百分比更大。在本例中，優先選擇更高的電容串電壓，以充分利用超級電容。
第三個系統挑戰來自如何為超級電容組充電。一開始，當超級電容電壓為0時，由於高電容值，sw1需要在類似輸出短路的條件下工作相當長時間。常規sw1可能陷於打嗝模式而無法為超級電容充電。為了保護超級電容和sw1，在充電階段開始時需要附加的電流限制功能。一種令人滿意的解決方案是讓sw1在幾乎無輸出電壓的條件下提供加長時間的連續充電電流。
為超級電容充電有許多方法。恆定電流/恆定電壓（cicv）是常用的首選方法，如圖2（cive曲線）所示。在充電周期開始時，充電器件（sw1）在恆定電流模式下工作，向超級電容提供恆定電流，使得其電壓呈線性增加。在超級電容充電至目標電壓時，恆定電壓迴路激活並準確地控制超級電容充電電平，使之保持恆定，以避免過度充電。同樣，該優先解決方案也提出了對電源管理功能的要求，需要在設計中加以考慮。
再以圖1為例，在48v主電源、25v超級電容組電壓以及3.3v、5v、12v等負載電壓的情況下，為sw1和sw2選擇同步降壓功能是合適的。由於主要挑戰與超級電容充電有關，所以針對sw1的選擇非常重要。針對sw1的理想解決方案對電源管理功能的要求是能夠在高輸入（48v）和輸出（25v）電壓下工作，同時提供cicv調製功能。
超級電容充電器解決方案範例。
為說明超級電容充電行為，我們以同步降壓穩壓器為例。說明其關鍵問題和解決技術，並使用實驗波形來幫助理解。
圖3顯示了用intersil的isl78268控制的實現cicv模式的同步降壓穩壓器的簡化原理圖。為了在cicv控制下將超級電容組充電到25v，在選擇控制器時考慮了以下功能：
1.能在vin》=48v和vout》=25v條件下工作的同步降壓控制器。
2.恆定電流和恆定電壓調節能力，可自動切換調節模式。
3.在系統供電電壓範圍實現準確的電流感測輸入以實現ci模式。參考圖3，控制器可感測電感器的連續電流，即充電電流。控制器的電流感測放大器必須能夠承受共模電壓，在本例中為25v
isl78268同步降壓控制器的一小部分功能框圖。
圖4顯示了isl78268同步降壓控制器的一小部分功能框圖。如圖所示，有兩個獨立的誤差放大器，分別標記為gm1和gm2，用於實現恆定電壓（gm1）和恆定電流（gm2）。
誤差放大器gm1用於cv閉環控制。它比較fb的反饋電壓與內部1.6v參考電壓，並在comp引腳產生誤差電壓。fb引腳從輸出電壓連接至一個電阻分壓器，並設置為當輸出電壓為預期電壓水平時fb電壓為1.6v。於是comp電壓即代表預期輸出電壓與實際輸出電壓之差。然後比較comp與電感電流相比較，以生成pwm信號，來控制輸出電壓，使之保持恆定。
誤差放大器gm2用於ci閉環控制。它比較imon/de引腳電壓與內部1.6v參考電壓，並在comp引腳產生誤差電壓。imon/de引腳電壓是內部產生的，代表平均輸出電感電流負載值。因此，comp電壓在gm2迴路激活時（gm1和gm2的輸出之間的二極體有效地選擇哪個迴路是激活的）代表預期輸出電流與實際輸出電流之差。然後comp與電感電流相比較，以生成pwm信號，來控制輸出電壓，使之保持恆定。
在超級電容電壓達到目標電壓之前的充電階段，由gm2的輸出來驅動comp引腳，產生pwm輸出，以實現ci控制。當超級電容電壓達到目標值時，充電電流減小，引起imon/de引腳電壓降低和ci迴路斷開（當imon/de《1.6v時），於是cv迴路自然地接管對comp的控制，從而保持輸出電壓恆定。
isl78268降壓控制器既有峰值電流模式的pwm控制器（可靠的逐周期峰值電流調製器），也有非常適用於超級電容充電的外部恆定平均電流迴路。
現在，我們可以重點介紹已實現的超級電容充電實現方案。圖5、6和7顯示了由isl78268控制，來為超級電容組（12節50f/2.7v串聯電容）充電的同步降壓控制器的實驗波形。超級電容將通過主電源充電至25v
圖5顯示超級電容充電有多個階段。開始時，在第1階段，vo幾乎為0.isl78268的imon/de引腳上的平均電流信號還未達到1.6v（期望充電電流的參考值），所以ci迴路還未接通（engage）。在此階段，電感器的峰值電流被逐周期限制於固定的oc閾值。在vout處於低水平（fb《0.4v）的充電階段開始時，開關頻率最大值被限制在50khz，以預防所提到的因為低vout時的峰值電流限制而引起的電感器失控問題。
圖6顯示了第1階段的波形的放大圖。第2階段從imon/de引腳電壓（黃色跡線）達到1.6v時開始。在此階段，ci迴路接通並拉低comp信號（青色跡線），從而開始穩定輸出電流並使imon/de引腳電壓保持恆定。imon/de引腳電壓代表所感測的平均輸出電流信號。il波形（綠色跡線）顯示平均電流在第2階段被控制為恆定水平。輸出電壓波形（粉色跡線）顯示超級電容被恆定充電電流以線性方式充電。
第3階段從fb引腳檢測到0.4v電壓開始（圖7）。該觸發之後恆定電流穩定迴路將完全接通，所以開關頻率可自動調節至預編程的300khz.在更高的開關頻率下，電感電流紋波（綠色跡線）顯著減小。輸出電壓（粉色跡線）繼續呈線性增加，表示超級電容被線性充電。
回到圖5，第3階段一直到vo達到25v的目標電壓時結束。此時，cv迴路接通並穩定輸出電壓。平均電流迴路斷開。圖5顯示輸出電壓（粉色跡線）趨平且電感電流降低。代表平均充電電流的imon/de引腳電流也下降，表示恆定電流穩定過程結束。
結束語。
超級電容由於其固有物理特徵對比傳統電池具有的優勢在汽車、工業和消費產品中被用作能量存儲解決方案。為使超級電容組的可存儲能量最大化，最佳方案常常是串聯多個超級電容單元來實現高電容組電壓。充電時，最好使用cicv方法來限制由於超級電容充電到恆定電壓期間的低esr而產生的高電流。恆定電流還可以使充電損耗可控制，這可以減少所生成的熱量並延長超級電容的壽命。因此，讓充電電路容忍高電壓並提供cicv控制功能是有益的。
選定超級電容後，系統工程師還必須選擇為超級電容充電的目標電壓，其根據是超級電容的定額曲線。大多數超級電容單元的額定電壓範圍為室溫下2.5v-3.3v，此額定值在更高溫度時下降，隨之帶來更長的預期壽命。通常，充電目標電壓設置值應低於最大額定電壓，以延長超級電容的工作壽命。
接下來需要選擇超級電容組的預期電壓和sw2拓撲。超級電容組配置可為並聯、串聯或者並聯的串聯電容串組合。因為單元電容電壓額定值通常低於3.3v，且負載常常需要相等或更高的供電電壓，所以針對電容單元配置和sw2的選項是，使用一個電容單元與一個升壓轉換器，或串聯的多個電容單元與一個降壓或降壓-升壓穩壓器。若使用升壓配置，我們必須確保在超級電容放電時，電壓不會下降至低於sw2的最小工作輸入電壓。該電壓下降可能多達超級電容充電電壓的一半之多，為此，我們舉一個由串聯超級電容組合和一個簡單降壓穩壓器（sw1）組成的超級電容組的例子。然後，如果能量要求需要的話，將並聯多個串聯電容串。
如果選擇超級電容的串聯組合，則必須根據電容串頂端的最大預期電壓來選擇所用電容單元的數目。更多的串聯電容意味著超級電容串的電容值更小而電壓更高。例如，假設選擇使用兩串由四個2.7v10f電容組成的電容串和由八個相同電容（串聯）組成的一個電容串。雖然兩種配置可存儲總電荷和能量是相同的，但電容串的可用電壓範圍使單個串聯串具有優勢。例如，如果有一個需要5v偏壓的負載，則sw2需要的電壓為6v左右（考慮到其最大占空比和其他壓差因素）。
●電容中的能量w=cv2/2，可用能量w=c/2（vcharge2-vdicharge2）。
●對於每串4個電容的兩個電容串，可用能量w=2*［（10f/4）/2*（（2.7v*4）2-6v2）］=201.6j
●對於包含8個電容（串聯）的單個電容串，可用能量w=1*［（10f/8）/2*（（2.7v*8）2-6v2）］=269.1j
因為兩個電容組可存儲相同的總能量，所以電壓較低的電容串的充電浪費/不可用百分比更大。在本例中，優先選擇更高的電容串電壓，以充分利用超級電容。
第三個系統挑戰來自如何為超級電容組充電。一開始，當超級電容電壓為0時，由於高電容值，sw1需要在類似輸出短路的條件下工作相當長時間。常規sw1可能陷於打嗝模式而無法為超級電容充電。為了保護超級電容和sw1，在充電階段開始時需要附加的電流限制功能。一種令人滿意的解決方案是讓sw1在幾乎無輸出電壓的條件下提供加長時間的連續充電電流。
為超級電容充電有許多方法。恆定電流/恆定電壓（cicv）是常用的首選方法，如圖2（cive曲線）所示。在充電周期開始時，充電器件（sw1）在恆定電流模式下工作，向超級電容提供恆定電流，使得其電壓呈線性增加。在超級電容充電至目標電壓時，恆定電壓迴路激活並準確地控制超級電容充電電平，使之保持恆定，以避免過度充電。同樣，該優先解決方案也提出了對電源管理功能的要求，需要在設計中加以考慮。
再以圖1為例，在48v主電源、25v超級電容組電壓以及3.3v、5v、12v等負載電壓的情況下，為sw1和sw2選擇同步降壓功能是合適的。由於主要挑戰與超級電容充電有關，所以針對sw1的選擇非常重要。針對sw1的理想解決方案對電源管理功能的要求是能夠在高輸入（48v）和輸出（25v）電壓下工作，同時提供cicv調製功能。
超級電容充電器解決方案範例。
為說明超級電容充電行為，我們以同步降壓穩壓器為例。說明其關鍵問題和解決技術，並使用實驗波形來幫助理解。
圖3顯示了用intersil的isl78268控制的實現cicv模式的同步降壓穩壓器的簡化原理圖。為了在cicv控制下將超級電容組充電到25v，在選擇控制器時考慮了以下功能：
1.能在vin》=48v和vout》=25v條件下工作的同步降壓控制器。
2.恆定電流和恆定電壓調節能力，可自動切換調節模式。
3.在系統供電電壓範圍實現準確的電流感測輸入以實現ci模式。參考圖3，控制器可感測電感器的連續電流，即充電電流。控制器的電流感測放大器必須能夠承受共模電壓，在本例中為25v
isl78268同步降壓控制器的一小部分功能框圖。
圖4顯示了isl78268同步降壓控制器的一小部分功能框圖。如圖所示，有兩個獨立的誤差放大器，分別標記為gm1和gm2，用於實現恆定電壓（gm1）和恆定電流（gm2）。
誤差放大器gm1用於cv閉環控制。它比較fb的反饋電壓與內部1.6v參考電壓，並在comp引腳產生誤差電壓。fb引腳從輸出電壓連接至一個電阻分壓器，並設置為當輸出電壓為預期電壓水平時fb電壓為1.6v。於是comp電壓即代表預期輸出電壓與實際輸出電壓之差。然後比較comp與電感電流相比較，以生成pwm信號，來控制輸出電壓，使之保持恆定。
誤差放大器gm2用於ci閉環控制。它比較imon/de引腳電壓與內部1.6v參考電壓，並在comp引腳產生誤差電壓。imon/de引腳電壓是內部產生的，代表平均輸出電感電流負載值。因此，comp電壓在gm2迴路激活時（gm1和gm2的輸出之間的二極體有效地選擇哪個迴路是激活的）代表預期輸出電流與實際輸出電流之差。然後comp與電感電流相比較，以生成pwm信號，來控制輸出電壓，使之保持恆定。
在超級電容電壓達到目標電壓之前的充電階段，由gm2的輸出來驅動comp引腳，產生pwm輸出，以實現ci控制。當超級電容電壓達到目標值時，充電電流減小，引起imon/de引腳電壓降低和ci迴路斷開（當imon/de《1.6v時），於是cv迴路自然地接管對comp的控制，從而保持輸出電壓恆定。
isl78268降壓控制器既有峰值電流模式的pwm控制器（可靠的逐周期峰值電流調製器），也有非常適用於超級電容充電的外部恆定平均電流迴路。
現在，我們可以重點介紹已實現的超級電容充電實現方案。圖5、6和7顯示了由isl78268控制，來為超級電容組（12節50f/2.7v串聯電容）充電的同步降壓控制器的實驗波形。超級電容將通過主電源充電至25v
圖5顯示超級電容充電有多個階段。開始時，在第1階段，vo幾乎為0.isl78268的imon/de引腳上的平均電流信號還未達到1.6v（期望充電電流的參考值），所以ci迴路還未接通（engage）。在此階段，電感器的峰值電流被逐周期限制於固定的oc閾值。在vout處於低水平（fb《0.4v）的充電階段開始時，開關頻率最大值被限制在50khz，以預防所提到的因為低vout時的峰值電流限制而引起的電感器失控問題。
圖6顯示了第1階段的波形的放大圖。第2階段從imon/de引腳電壓（黃色跡線）達到1.6v時開始。在此階段，ci迴路接通並拉低comp信號（青色跡線），從而開始穩定輸出電流並使imon/de引腳電壓保持恆定。imon/de引腳電壓代表所感測的平均輸出電流信號。il波形（綠色跡線）顯示平均電流在第2階段被控制為恆定水平。輸出電壓波形（粉色跡線）顯示超級電容被恆定充電電流以線性方式充電。
第3階段從fb引腳檢測到0.4v電壓開始（圖7）。該觸發之後恆定電流穩定迴路將完全接通，所以開關頻率可自動調節至預編程的300khz.在更高的開關頻率下，電感電流紋波（綠色跡線）顯著減小。輸出電壓（粉色跡線）繼續呈線性增加，表示超級電容被線性充電。
回到圖5，第3階段一直到vo達到25v的目標電壓時結束。此時，cv迴路接通並穩定輸出電壓。平均電流迴路斷開。圖5顯示輸出電壓（粉色跡線）趨平且電感電流降低。代表平均充電電流的imon/de引腳電流也下降，表示恆定電流穩定過程結束。
結束語。
超級電容由於其固有物理特徵對比傳統電池具有的優勢在汽車、工業和消費產品中被用作能量存儲解決方案。為使超級電容組的可存儲能量最大化，最佳方案常常是串聯多個超級電容單元來實現高電容組電壓。充電時，最好使用cicv方法來限制由於超級電容充電到恆定電壓期間的低esr而產生的高電流。恆定電流還可以使充電損耗可控制，這可以減少所生成的熱量並延長超級電容的壽命。因此，讓充電電路容忍高電壓並提供cicv控制功能是有益的。